引言

随着计算机 、通讯和网络技术 的迅猛发展 ， 低压大电流 直流稳压电源DC／ DC变换器成为 目前一个重要的研究课题。传统的二极管或 肖特基二极管直流稳压电源整流方式 ，由于正向导通压降大，直流稳压电源整流损耗成为变换器的主 要损耗 。功率 MOSFET导通电阻低 、 开关时间短 、输入阻抗高，成为低压大直流稳压电源电流功率变换器首选的 直流稳压电源整流器件。根据 MOSFET的控制特点， 应运而生了同步直流稳压电源整流 ( synchr onous rectification，SR)这一 新型 的直流稳压电源整流技术 。

1 同步直流稳压电源整流正激变换器

图1给出的是一种直流稳压电源电压 自驱动同步直流稳压电源整流正激 变换器 ，图 1中两个与变压器耦合 的分离辅助绕组N4、 N5用来分别 驱动两个 同步直流稳压电源整流管 S201 、 S202。当主开关管导通时 ，变压器副边绕组上正下负 ，S201栅极直流稳压电源电压为高， 导通直流稳压电源整流； 主开关管截止时， 副 边绕组下正上负， 续流S202栅极为高， 导通续流。

正激变换器 中，同步直流稳压电源整流S201 。的运行情况与 变压器磁复位方式有关。如果采用如图1所示的 辅助绕组复位直流稳压电源电路， 在复位结束过程之后， 变压器 直流稳压电源电压保持 为零的死区时间内，输出直流稳压电源电流流经续流 同步直流稳压电源整流管S202， 但是S202栅极无驱动 直流稳压电源电压 ， 所以

输出直流稳压电源电流必须流经S202 的体二极管。MOSFET体二极管的正向导通直流稳压电源电压高 ，反向恢复特性差 ， 导通损耗非常大 ，这就使采用 MOSFET直流稳压电源整流的优势大打折扣， 为了解决这一问题， 较为简单的做法是在S202的漏极和源极之间并联一个 肖特基二极管D201在S202截止的时间内， 代替S202的体二极管续流， 这一方法增加的元件不多， 线路简单， 也很实用。

为了优化驱动波形 ，可以采用分离 的辅助绕 组来分别驱动两个同步直流稳压电源整流管 ，比起传统的副边绕组直接驱动 的同步直流稳压电源整流变换器来说 ，这种驱动 方式无工作直流稳压电源电流通过驱动绕组 ，因此不需要建立 输 出直流稳压电源电流的时间 ， MOSFET能够迅速开通 ，开通时的死 区时间即体二极管导通 的时间减少了一半 。另一方面驱动直流稳压电源电压不只局限于副边直流稳压电源电压 ，可以通 过调整辅助线圈来得到合适的驱动直流稳压电源电压 。

2 直流稳压电源轻载条件下的同步直流稳压电源整流

对于正激变换器 ， 在主开关管截止的时间里 ，输出直流稳压电源电流是靠输出储能 电感里的能量维持 的，因此变换器有两种可能 的运行情况 ：电感直流稳压电源电流连续 模式( CCM， continuous current mode) 和电感直流稳压电源电流 断续模式(DCM，discontinuous current mode)。

2． 1 电感直流稳压电源电流连续模式 CCM

当负载直流稳压电源电流较大时 ，电感直流稳压电源电流在整个周期内都不会下降到零，每个开关周期可以分为两个阶段 ，在t1阶段 ，S201导通 ， S202截止，电感两端的直流稳压电源电压为Vs一Vo( 其中，Vs为变压器副边绕组 直流稳压电源电压 ，Vo为 变换器输出直流稳压电源电压 )，电感直流稳压电源电流持续上升；t2阶段，S201关断，S202导通，电感两端直流稳压电源电压为-Vo，电感直流稳压电源电压持续下降。稳态时， 一个开关周期内， 滤波电容C的平均充电直流稳压电源电流与放电直流稳压电源电流相等，故变换器输出的 负载直流稳压电源电流平均值Io就是iL的平均值 ，由于负载直流稳压电源电流较大，电感直流稳压电源电流iL在整个周期中都不会下降至零，电感直流稳压电源电流方向不发生变化，如图 2( a) 所示 。

当负载直流稳压电源电流Io减小时，ILmax和ILmin，都减小，当负载直流稳压电源电流Io减小到使ILmin在Toff结束时恰好为零，2(b) 所示 ， 此时的负载 直流稳压电源电流称之为临界直流稳压电源电流

当负载直流稳压电源电流进一步减小时，对于副边采用传 统二极管续流工作的正激变换器来说 ，将会出现电感直流稳压电源电流断续 的工作情况， 如图 2( C) 所示。

当副边采用同步直流稳压电源整流工作时，由于续流MOSFET的双向导通的特性，使得此时的电感直流稳压电源电流能够反向， 如图2(d) 所示，产生环流。有了环流 就会消耗环流能量。这个能量的大小和输出滤波 电感有关 ， 输 出滤波电感越小，环流就会越大，环流能量越大 ， 损耗也越大。所以由于同步直流稳压电源整流器不 能从 CCM模态 自动切换到 DCM模态 ，直流稳压电源轻载时就 会产生很大的环流损耗。环流损耗 、开关驱动损耗 和开关损耗使得变换器直流稳压电源轻载时的效率较低。

为了避免电感直流稳压电源电流直流稳压电源轻载时反向形成环路直流稳压电源电流 ， 可以采用如图 3所示 的驱动直流稳压电源电路 。S201、S202为两个同步直流稳压电源整流管 ，Vdd为一基准直流稳压电源电压，R211和R212分压后产生一个直流稳压电源电压给定值加在比较器的同向输人端 ，比较器的反向输人端接在输出直流稳压电源电流取样电阻R210上。当输 出直流稳压电源电流高于临界输出直流稳压电源电流 ，比较器输出高电平 ，主开关管截止期间 ， S202、S203导通 ， 高电位加至续流 MOSFET S202栅极 ，S202导通续流 ；当输出直流稳压电源电流低于临界直流稳压电源电流时，比较器输出低电位，S204、S203、S202均截止 ，这个时候 的续流工作就交由与S202并联的肖特基管D201完成， 由于肖特基的单向导电性避免了环路直流稳压电源电流的形成。

值得注意的是，续流 MOSFET一定要在反向直流稳压电源电流产生前截止。如果 已经产生了反 向直流稳压电源电流以后 才使 MOSFET截止， 此时反向直流稳压电源电流迅速下降， 产生很大的 di／dt， 会在续流 MOSFET源极和漏极两端产生很高 的直流稳压电源电压尖峰 ，这个直流稳压电源电压尖峰甚至可能高于 MOSFET的耐压 ， 使续流 MOSFET击穿 ，如图4的试验波形所示 。

在这种控制方式下 ，重载时 由续流同步直流稳压电源整流 管续流， 直流稳压电源轻载时由肖特基管续流， 电感直流稳压电源电流将进入 DCM模 式 ， 这样减少 了导通损耗 ，提高了轻 载时 变换器的效率 。

2． 2 电感直流稳压电源电流断流模式(DCM)

在这种情况下， 每个周期可以分为三个 阶段 ，t1 和t2阶段 同上述 CCM相同。如果在进入t3时刻 时，电感两端直流稳压电源电压和电感直流稳压电源电流精确为零 ，直流稳压电源电路就刚好处于稳态，不会出现振荡，但实际直流稳压电源电路中， 很难保证这两个条件的满足。

在t3阶段，S201和S202均处于关断状态，由电感L201寄生电容Cp，负载电容C201与负载并联构成了LC振荡回路，考虑到C201>>Cp，可以求得振荡频率为

这个频率往往很高，会在S202源极和漏极两端形成明显的振荡，也就是通常所说的振铃现象，这个过程通常来说是欠阻尼振荡，如图5的试验波形所示。

由于DCM模式能够避免直流稳压电源轻载时环路直流稳压电源电流的产生，却可以大大提高了变换器直流稳压电源轻载时的效率。两种直流稳压电源电路模式的效率对比如图6所示。

3 结语

在直流稳压电源轻载工况下，采用关断续流MOSFET使得正激变换器副边工作在DCM模式下，可以显著提高同步直流稳压电源整流变换器直流稳压电源轻载时的效率。实验证明，采用如图3所示的直流稳压电源电路能够完成直流稳压电源轻载时副边直流稳压电源电流CCM到DCM的转化，是提高正激变化器直流稳压电源轻载效率的一种可行的方法。